Основная плата трансивера



Основная плата трансивера


Целью статьи является ознакомить интересующегося этой темой читателя с несколькими вариантами основных плат коротковолнового трансивера. Разрозненные и «куцые» публикации, которые автор публиковал в радиолюбительской литературе, вызвали, скорее всего, больше путаницу с различными версиями и их модификациями нежели, как это хотелось бы, руководство к повторению. Информация, которую автор выкладывает на своём сайте http://www.cqham.online/ut2fw не всем радиолюбителям пока ещё доступна – ею могут пользоваться только жители городов и обладатели компьютеров. Да и, на мой взгляд, не очень удобно для конструирования пользоваться информацией с экрана монитора и целесообразнее, когда информация с экрана распечатана на бумаге, что тоже доступно не каждому радиолюбителю. Поэтому было принято решение подготовить статью, в которой последовательно изложить «эпопею преобразования» платы от самой простой версии до последней, наиболее усложнённой.

Автором накоплен достаточно большой опыт изготовление транзисторных коротковолновых трансиверов, поэтому «отталкиваться» было от чего. Изобретать что-то «уникально» индивидуальное (как правило, радиолюбительская схемотехника – это прилежно скопированная промышленная) и «новое» по этой теме нет никакого смысла. Всё уже давным-давно изобретено, удивлять какой-то «сверх-замысловатой» и «супер-динамичной» схемотехникой своих же коллег-радистов никогда не ставилось задачи. После неоднократного повторения практически всех конструкций КВ TRX, которые публиковались в советской радиолюбительской литературе, начиная от «Однодиапазонного на 160м» UA1FA Я.С.Лаповка и заканчивая несколькими десятками только RA3AO, все чаще возникала мысль собрать из наиболее удачных и повторяемых узлов одноплатную конструкцию, достаточно лёгкую к повторению и настройке. Таких плат на сегодня существует 5 версий, о двух вариантах и пойдёт ниже речь.

Вначале об узлах платы, которые повторяются во всех версиях без изменений. Это: 1.Опорный кварцевый генератор на полевом транзисторе, Рис.№1; 2.Предварительный усилитель низкой частоты приёмника, Рис.№2 (с усилителем S-метра и АРУ); 3.Оконечный УНЧ приёмника, Рис.№3; 4.Микрофонный усилитель передатчика, Рис.№4; 5.«Автоматика» - узел, который формирует управляющие напряжения +13V RX, +13V TX, VOX. Рис.№5; 6.Телеграфный генератор, Рис.№6.




Маркировка элементов на этих схемах дана сквозная, т.е. такая, которая и будет в описании последней версии основной платы и на схеме и на печатной плате. Возле выводов микросхем и транзисторов на схемах более жирным шрифтом указаны постоянные напряжения. Напряжения со значком ~ - это ВЧ напряжения измеренные ламповым вольтметром. Надписи на схемах в рамке – это соединения на плате.

Опорный кварцевый генератор.

Генератор выполнен по схеме Рис.№1 ёмкостной трехточки на полевом транзисторе VT9 (дальнейшая нумерация элементов на схемах различных версий основной платы может не совпадать – нумерация будет даваться в соответствии с монтажными схемами платы №5). Режимы USB/LSB (верхней и нижней боковых полос) обеспечиваются за счёт сдвига частоты опорного генератора с нижнего на верхний скат АЧХ кварцевого фильтра. Как правило, частота опорного генератора выбирается на 200-400 Гц ниже от полосы пропускания фильтра измеренной по уровню –6Дб нижнего ската фильтра. Для точной установки требуемой частоты на нижнем скате фильтра (это «обычная» боковая полоса) служит катушка L12, а для установки частоты на верхнем скате фильтра служит подстроечный конденсатор С79 с дополнительным С77. Требуемый режим устанавливается контактами К4:1 реле К4 РЭС49. При выборе реле оно должно надёжно срабатывать от 12В. Это могут быть паспорта 001,005,423,428 с сопротивлением обмотки 1,8кОм, следует обязательно проверить надёжность срабатывания от 12В. Нормально замкнуты контакты на «массу» – нижний вывод катушки L12 через эти контакты соединён с корпусом. При замыкании на «массу» вывода USB/LSB срабатывает реле К4 и контакт К4:1 замыкает на «корпус» конденсаторы С77,С79, тем самым частота генератора повышается – последовательно с кварцем вместо «удлиняющей» катушки включаются «укорачивающие» конденсаторы. Частота генератора выставляется в этом режиме выше на 200-400Гц от частоты по уровню –6Дб верхнего ската фильтра. Режим транзистора VT9 и соответственно, требуемую амплитуду выходного сигнала можно подбирать при помощи R50,R61.


В зависимости от типа кварца и его частоты, потребуется подбор конденсаторов С72,С81 (их номинал будет влиять и на амплитуду выходного сигнала!). Чем больше ёмкость С72,С81 – тем ниже будет начальная частота генератора и она при минимальной индуктивности L12 почти попадает в требуемый «диапазон» на нижнем скате фильтра. Это 200-220 пф для кварцев в корпусе «Б1» на частоты 8-9,3 МГц и 150-100пф для современных «ПАЛ-овских» кварцев в корпусе похожем на РГ-09 с тонкими проволочными выводами на частоты 8,8-8,9 МГц. Специально акцентирую внимание на типах и видах кварцев, т.к. радиолюбители, как правило, используют «подручный материал» не особенно задумываясь о его качестве и возможности использования для требуемой именно нам цели. Ну и как закономерный результат в итоге – или сложность получения требуемой частоты или низкую амплитуду выходного сигнала. Поэтому к выбору кварца для опорного генератора нужно подходить ответственно и с не меньшей тщательностью, как и к выбору кварцев для кварцевых фильтров. Желательно использовать наиболее активный кварц с максимальной добротностью, из обычно остающихся кварцев после изготовления кварцевого фильтра. В последние годы стали популярны для изготовления кварцевых фильтров  кварцы для декодеров ПАЛ-СЕКАМ на частоту 8,867МГц. На радиорынках их можно встретить в различного вида корпусах. Наиболее предпочтительны в металлических корпусах бОльшего размера – это что-то подобное кварцам, выпускавшимся в советское время в корпусе РГ-09. Нежелательно использовать кварцы выпущенные именно в советское время с толстыми короткими жёсткими выводами. Качество таких кварцев отменное – они имеют высокую добротность и активность, но очень плохо «тягаются по частоте», т.е. при их использовании часто не удаётся выставить требуемую частоту только используя для этой цели конденсаторы С77,С79 и катушку L12. Потребуется выбор или двух отдельных таких кварцев для обеспечения режимов USB и LSB, или дополнительные элементы, при помощи которых можно будет изменять частоту «опорника» при смене боковой полосы.


Также не рекомендую использовать кварцы в малогабаритных корпусах (цилиндрический, «лодочка» и т.д.). Они легко «тягаются по частоте», но имеют низкую добротность и активность. Не забывайте, что от качества кварца будет зависеть стабильность частоты опорного генератора и соответственно общая стабильность удержания частоты трансивера. При «среднем» качестве кварцев и отсутствии элементов термокомпенсации температурный уход частоты при прогреве трансивера до 50-60 градусов может достигать 50-70Гц. Как правило, при нагревании частота уходит вниз, поэтому термокомпенсацию можно выполнить подобрав требуемого отрицательного ТКЕ конденсаторы С72,С81. Амплитуду выходного сигнала подбираем, используя различных типов полевые транзисторы – чем выше крутизна транзистора и его граничная частота – тем выше амплитуда. Максимальную амплитуду получаем на КП307Г,303Е. Минимальную – на КП303А,Б. За счёт дополнительного подбора режима транзистора резистором R50 можно изменять амплитуду выходного сигнала. На транзисторе VT10 выполнен буферный каскад, согласующий с низким сопротивлением детектора. Нагруженная амплитуда выходного сигнала опорного генератора на выходе Fор (соединённым с входом детектора Foр) 0,7-0,8Vэфф. – напряжение измеренное ламповым вольтметром (ВК7-9, В7-26). На плате опорный генератор расположен в «самом дальнем углу» от входных цепей, дабы минимизировать от него наводку на вход приёмника. Поэтому соединение его с детектором идёт не посредством дорожки печатной платы, а тонким коаксиальным кабелем. Качество кабеля должно удовлетворять нашей задаче. Автор использует тонкий посеребренный кабель с фторопластовой изоляцией диаметром 2,5-3 мм или с полиэтиленовой изоляцией и плотной медной оплёткой (отечественного производства), волновым сопротивлением 50-75 Ом. Дополнительную стабилизацию питающего напряжения выполняет стабилитрон VD39 Д818. Все конденсаторы следует применять хорошего качества, желательно многослойные керамические. Диод VD36 служит для предотвращения бросков обратного тока, возникающих при переключении реле.


Эти броски могут вывести из строя транзисторный ключ в синтезаторе, при помощи которого включается режим USB/LSB. Небольшое отступление – все переключения в трансивере происходят квазисенсорно с клавиатуры применённого синтезатора, управление которым происходит от центрального процессора. Для переключения режимов (т.е. различных реле на соответствующих платах) служит микросхема 7406 (отечественные аналоги 155 (555) ЛН3, ЛН5)  с мощными транзисторными ключами внутри неё. Один ключ позволяет коммутировать ток до 63мА напряжением до 15V, но он может выйти из строя при возникновении бросков обратного тока, чтобы этого не произошло, все реле зашунтированы диодами. Рабочие постоянные напряжения на электродах транзисторов указанные на схемах – измерены тестером с высоким входным сопротивлением (83.3кОм/В) Ц4314, при проведении измерений приборами с низкоомным входом нужно учитывать их шунтирующее влияние на измеряемую цепь. Например, тестером Ц4352 невозможно правильно измерить напряжение на затворе VT9, т.к. прибор шунтирует эту цепь.

Хотя автор и старается дать возможно полное описание каскадов (для «чайников», hi!) – но если конструктор слабо соображает, что такое входное сопротивление тестера и «зачем оно нужно» – то, скорее всего нецелесообразно браться за изготовление таких конструкций даже если и «очень хочется» - дешевле обойдётся купить готовое… И как это ни печально – не всегда и радиотехническое образование гарантирует конструктору полное понимание того – чего же это он делает паяльником?…  J

Предварительный усилитель низкой частоты.

В связи с тем, что в тракте промежуточной частоты используются обратимые каскады с небольшим коэффициентом усиления – для получения высокой чувствительности трансивера применён в первом каскаде УНЧ транзистор с малым коэффициентом шума и большим усилением VT17 КТ3102Е. Для дополнительной индивидуальной настройки этого каскада служит резистор R103. На входе установлен фильтр (элементы R83,C102,R84) срезающий высокочастотные составляющие.


В цепи эмиттера установлен резистор R92 и конденсатор С110 (С110 обычно не используется) при помощи которых можно дополнительно формировать желаемую АЧХ каскада. При настройке, для получения максимально возможных характеристик, следует запастись несколькими экземплярами транзисторов КТ3102Е,Д желательно в различных корпусах, с различными  маркировками и годами выпуска. Это нужно для того, чтобы выбрать из них наиболее качественный. В последние годы на радиорынках продают очень много брака или вообще не соответствующей маркировке продукцию. На радиорынке г.Ростова-на-Дону  мне продали якобы транзисторы КТ3102Е (маркировка соответствовала) с проводимостью р-n-р. О каких достижимых

характеристиках трансивера можно говорить, если применять такие элементы? От качества работы этого каскада зависит чувствительность трансивера, которую можно будет получить – поэтому к выбору транзистора и последующей его настройки

нужно отнестись со всей тщательностью. Критерием качественной работы УНЧ можно взять параметр – при подаче сигнала в точку соединения входа детектора с катушкой связи контура последнего каскада ПЧ (не разрывая эту цепь) уровня 0,5мкВ с ГССа частотой ПЧ – сигнал должен быть отчётливо слышен в телефонах (т.е. можно говорить о чувствительности с входа детектора). Если оценивать грубо на слух, то по принятой шкале S-метра громкость прослушиваемого сигнала примерно соответствует уровню 2-3 балла. Номинал R74 для различных экземпляров транзисторов может составлять 12-43 к. Правильной можно считать настройку, когда режим подбирается не только по максимальному выходному уровню громкости, но нужно проверить соотношение сигнал/шум. Для этого без приборов не обойтись – подаём сигнал с ГССа, например, на вход детектора, контролируем (можно обычным стрелочным тестером с выхода «OUT-SOUND») выходной НЧ сигнал. Из всех транзисторов нужно выбрать такой, который выдаёт максимальную амплитуду НЧ сигнала при минимальном шуме. Транзистор VT23 служит для устранения щелчков при переходе RХ-TX.


При переходе на передачу, он замыкает на корпус коллектор VT17. Цепочка диодов VD30,VD33 обеспечивает автоматическую регулировку усиления (АРУ). Элементами R66, C86 подбираются её временные характеристики – чем меньше номинал R66 – тем бОльший ток протекает через диоды и они сильнее шунтируют проходящий по цепи сигнал, т.е. более глубокое затухание вносит цепочка. От ёмкости С86 зависит время удержания заряда, т.е. быстродействие АРУ. Для того чтобы цепь вносила ещё большее затухание можно вместо кремниевых диодов применить германиевые (чаще всего только диод соединённый с корпусом). Такой способ регулировки усиления каскадов, за счёт шунтирования диодными цепочками, не изменяет характеристик каскадов, не нарушает их работы. Глубина регулировки, в зависимости от характеристики шунтируемой цепи, обычно не выше 30Дб на одну цепочку. Поэтому для обеспечения глубокой АРУ потребуется не менее трёх таких цепочек в тракте усиления трансивера. Для тех, кто не любит громкого звучания трансивера целесообразно VD33 установить именно германиевый – он мягко ограничит амплитуду НЧ сигнала  в этой цепи, кремниевый диод как правило не открывается даже при самых громких звуках. Фильтр R76,R98,C108 дополнительно срезает высокочастотный шум, возникший при работе VT17. Далее сигнал поступает на второй каскад УНЧ операционный усилитель DA3. Наиболее качественной для этого каскада оказалась микросхема К574УД1. Она быстродействующая, с высоким динамическим диапазоном и небольшим шумом. Испытаны в этом каскаде были практически все операционные усилители отечественного производства. Разницы в работе микросхем 574 серии с различными буквами – А,Б,В в различных корпусах (металл, пластмасса) обнаружено не было – платы разведены под микросхемы в пластмассовом корпусе КР574УД1. Коэффициент усиления регулируется резистором R67, срез в высокочастотной части АЧХ конденсатором С82. При подключении элементов R56,R57,R58,R24,C73,C74,С75,R49 контактами К5:1 реле К5 полоса пропускания АЧХ резко сужается – для режима CW.


Скаты АЧХ пологие – поэтому с таким фильтром можно слушать даже SSB сигналы – это часто помогает в «свалках» на НЧ диапазонах. Вершина АЧХ узкая – около 250Гц по уровню –10Дб, средняя частота фильтра 1000Гц. С выхода DA3 сигнал через R78 поступает на оконечный УНЧ через регулятор громкости, расположенный на передней панели (переменный резистор 10-33кОм). А через R72 поступает в усилитель сигнала АРУ, выполненный на VT8. Диоды VD27,VD25 включены по схеме удвоения напряжения. Цепочка из R43,C70,R47 определяет характеристики заряд-разряд петли АРУ. При указанных на схеме номиналах обычно характеристики АРУ удовлетворяют приёму как SSB, так и СW сигналов. При желании увеличить крутизну ветви АРУ можно вместо КТ315 применять n-р-n транзисторы с бОльшим коэффициентом усиления – например КТ3102. Диод VD26 служит для предотвращения отклонения стрелки S-метра при ручной регулировке усиления (RRU – напряжение с переменного резистора на передней панели 0-10В). Одновременно, он является ещё и «пороговым элементом» – т.е. напряжение АРУ должно превысить уровень открывания кремниевого диода и тогда только оно поступит в цепи регулировок – тем самым АРУ не отрабатывает на слабые сигналы и шум эфира, что улучшает естественное восприятие эфирной обстановки. Резистором R42 градуируем показания S-метра, в качестве которого можно применять миллиамперметр с током полного отклонения стрелки до 200-300 мкА. При подаче 50мкВ на антенный вход трансивера стрелка S-метра должна давать показания 9 баллов. Чем большей чувствительностью обладает применяемый прибор, тем больший номинал должен быть R42. Автор чаще всего в своих конструкциях применяет головки от магнитофонов советского производства Юпитер, Нота, Ростов –  это М68501; М4752.  Как правило, в зависимости от модификации основной платы и типа
прибора номинал R31 колеблется от 7,5к до 22к.                                                                                                                                                                                                                                           



                                                                                                               

Оконечный УНЧ.

                                                      

                                                        

                                             

                                                              Шильдик S-метра

УНЧ каких – либо особенностей не имеет.  Это, так сказать «стандартный умощнитель». На вход УНЧ “VOLUME1” сигнал с движка потенциометра регулятора громкости на передней панели поступает через контакты К6:1 реле К6. Реле применено лишь для того, чтобы обеспечить телеграфное самопрослушивание без каких-либо шумов и наводок в режиме передачи. Как показала практика дальнейшего пользования, контакты реле в этой цепи бывают иногда полезны при соединении трансивера со звуковой платой компьютера. В случае ненадобности реле можно исключить, соединив резистор R41 с входом УНЧ. На микросхеме DD2 собран генератор самопрослушивания CW и формирователь телеграфного VOX. На элементах DD2:2, DD2:3 собран генератор, элемент DD2:1 – буфер, а элемент DD2:4 используется в телеграфном VOX-е. Желаемую частоту генератора можно подобрать элементами C60,R33 с указанными номиналами частота около 800Гц. Конденсатор С60 должен иметь стабильный ТКЕ, в противном случае, при прогреве частота будет изменяться. Резистором R41 подбираем желаемый уровень сигнала самопрослушивания. При нажатии на телеграфный ключ (соединение выхода “CW-KEY” с корпусом) на выводе «VOX-CW» появляется логическая единичка, которая через узел автоматики переводит трансивер в режим «передача». Конденсатор С101 дополнительно срезает высокочастотные шумы и блокирует возможные ВЧ наводки, которые могут появляться на «шнурках» идущих к регулятору громкости, если в трансивере будет использоваться мощный выходной каскад передатчика. В небольших пределах элементами С109,R87 можно дополнительно изменять АЧХ и Кус. УНЧ. Резистором R68 выставляем половину напряжения питания в точке соединения R60,R69.


Фильтр по питанию R45, C80 служит для устранения помех, которые возникают при использовании мощного транзисторного ШПУ в трансивере с однополярным питанием – аналогичный фильтр используется и по питанию микросхемы DA3 КР574УД1 (см. Рис.№2 – элементы R90,C99). Если будет использован выходной каскад передатчика небольшой мощности или передатчик будет запитан от другого источника питания, нежели основная плата – ёмкость С80 можно уменьшить до 100мкф. Конденсатор С92 служит для блокирования возможной ВЧ наводки на шнурок “OUT-SOUND”. В последние годы часто попадались транзисторы КТ814,815 при применении которых в УНЧ наблюдалась «ступенька» – искажённое воспроизведение сигналов небольшого уровня. Для её устранения потребуется увеличить ток покоя выходных транзисторов до 30мА. Для этого диод VD29 заменяем на кремниевый. Если и этого окажется недостаточно – можно выбрать среди кремниевых диодов экземпляры с максимальным внутренним сопротивлением (измеряем тестером сопротивление открытого перехода) и установить их оба VD28 и VD29. Как правило, максимальный ток покоя можно получить, применив КД503. Этот УНЧ плохо работает на низкоомную нагрузку – чем ниже сопротивление нагрузки – тем большее искажение он вносит. Поэтому желательно применять динамики сопротивлением не ниже 8Ом или высокоомные телефоны. Очень хорошо УНЧ работает на высокоомные телефоны типа ТА56 или им подобные с сопротивлением 1,6 Ком.

Микрофонный усилитель.

Сигнал с микрофона подается на усилитель, выполненный на операционном усилителе DA2 через фильтрующую цепочку С54,C56,R25. К качеству С56 предъявляются повышенные требования – попадались конденсаторы (китайского производства) с «утечкой», которые давали шум в этой цепи. Конденсаторы типа КМ (многослойные керамические) не рекомендуется применять в этой цепи, т.к. они имеют «микрофонный» эффект – если постучать пальцем по нему, то этот стук слышен в выходном сигнале. Тип конденсатора лучше подобрать экспериментально, т.к. их сейчас в продаже огромное количество видов и сложно рекомендовать какой-то определённый тип – дабы повторяющему этот узел потом не бегать в его поиске.


Автор чаще всего применяет керамические импортные типа СТ-4-0805, они тоже дают микрофонный эффект, но не столь значительный как отечественные КМ. Каких-либо корректировок АЧХ в усилителе не использовано – это связано с тем, что сложно рекомендовать какую-то конкретную схему формирования АЧХ микрофонного усилителя, не сообразуясь с особенностями голоса и манерой речи оператора. Обязательна одна единственная регулировка этого каскада – нужно выставить требуемый коэффициент усиления резистором R19. Руководствоваться нужно соотношением уровней сигналов на модуляторе – обычно НЧ сигнал должен составлять не более 1/3 от уровня сигнала гетеродина. Хотя сложно определиться какой же именно взять сигнал за основу – при громком А в микрофон или при обычном разговоре перед микрофоном? Можно за «основной» взять уровень при громком А прямо в микрофон – он не должен превышать уровень сигнала гетеродина – обычно до 0,8-0,9В. Учитывая Пик-фактор человеческой речи, который чаще всего составляет 3,3 – при обычном разговоре перед микрофоном НЧ уровень не превысит требуемые 0,25-0,3В. НЧ сигнал измеряем ламповым вольтметром (или осциллографом) на правом по схеме выводе R79, или на выводе №4 трансформатора TV2 (см. Рис.№8). Через цепочку R31,С65 сигнал поступает в цепь VOX SSB и через эмиттерный повторитель VT6, служащий для согласования с низкоомным входом, на балансный модулятор. Контакт К3:1 реле К3 служит для того, чтобы в режиме приема сигнал с операционного усилителя DA2 не попадал на вход УНЧ приёмника. Так как чувствительность УНЧ очень высокая – то даже снятие питания с каскада на VT6 и дополнительное блокирование цепи базы транзисторным ключом не давала желаемого результата – поэтому пришлось применить контакты реле. В дальнейшем контакты этого реле могут пригодиться для коммутации при соединении трансивера с компьютером. Следует обратить внимание на качество конденсаторов С62,С63 – если они будут «сухие», то усилитель может возбудиться – это выражается в виде «хрюкающего» сигнала.


Экранированный кабель от микрофонного разъёма до платы ни в коем случае нельзя соединять с корпусом трансивера в разъёме. Экран кабеля заземляется непосредственно на плате микрофонного усилителя и более нигде не имеет контакта с корпусом трансивера. Микрофон используется обычный динамический, наиболее качественные и недорогие модели – МД64,66,80,282.

 

«Автоматика»

Этот узел заимствован от трансивера А.Першина «Урал-84» с незначительными изменениями. Т.к. он зарекомендовал себя практически безотказной работой и несложной схемотехникой. На транзисторе VT12 собран усилитель VOX SSB. Диоды VD32 и VD31 выпрямляют и удваивают усиленное напряжение. Элементы R94,С90 определяют время удержания VOX и его чувствительность. Включение системы VOX происходит соединением эмиттера VT20 с корпусом. Времязадающие элементы для CW включены на выходе VT20, изменяя значение С113,R88 можно регулировать задержку-удержание VOX в телеграфе. Вывод педали для перевода TRX на передачу, соединяют с корпусом. Автоматика, формирующая напряжение +13,8В ТХ и +13,8В RX собрана на транзисторных ключах VT15,VT21,VT16, VT22. Диоды VD34,VD35 защищают транзисторы ключей от бросков обратного тока, возникающих при переключении реле. На схеме показаны разные типы применяемых диодов – практически нет разницы, какие будут применены – можно использовать любые кремниевые диоды. Если VD31,VD32 применить германиевые – то получим бОльшее напряжение на С90 – соответственно это повышает чувствительность системы VOX SSB. Транзисторы ключей достаточно сильно греются в случае их большого разброса параметров. Поэтому желательно выбрать пары транзисторов КТ814-КТ815 для ключей с приблизительно одинаковыми параметрами.

Телеграфный генератор.

Генератор выполнен по схеме индуктивной трёхточки, его можно выполнить как на полевом, так и на биполярном транзисторе. Но при использовании в генераторе кварцев с низкой добротностью и полевого транзистора с невысокой крутизной манипуляция «мягкая» – генератор как бы более «плавно» запускается, но из-за этого на высоких скоростях (более 150 знаков) короткие посылки сливаются.


Поэтому, если предполагается работа на больших скоростях, нужно экспериментально проверить какой из вариантов более подойдёт. Как правило, заядлые телеграфисты очень любят, чтобы именно их CW сигнал чем-то отличался от других сигналов (не в худшую сторону, hi!). Конечно, можно сделать и в нашем варианте такой же «стандартный» CW сигнал, как и в других TRX – выбор за самим конструктором, свою задачу вижу лишь в ознакомлении с проверенными возможными вариантами построения этого узла.

Питание генератора дополнительно стабилизировано стабилитроном VD22, как это сделано и в опорном генераторе – это связано с возможной нестабильностью питающего напряжения трансивера. В качестве VD22 можно применить любой стабилитрон с напряжением стабилизации 9-10В. Включается генератор замыканием на корпус вывода CW-KEY. Форму посылок регулируют при помощи R37,C66,R40. Частоту генератора следует выставить на 1000-1200 Гц выше частоты опорного генератора. Дополнительно подстроить частоту по желаемому тону лучше в уже работающем трансивере. Частоту генерации можно выставлять изменением номиналов С58,С64. В зависимости от типа применяемого кварца иногда изменения номиналов С58,С64 недостаточно для получения требуемой частоты – дополнительно сдвигать частоту кварца можно при помощи добавочных конденсатора или катушки, как это сделано в опорном генераторе (см. Рис.№1) или как показано на Рис№8 – С106. Изменение номиналов С58,С64 влечёт за собой помимо сдвига генерируемой частоты так же изменение уровня выходного сигнала. При указанных на схеме номиналах конденсаторов некоторые современные кварцы в малогабаритных корпусах не «запускаются», с такими кварцами ёмкости нужно уменьшать до 68-100пф. Требуемую амплитуду выходного сигнала выставляем конденсатором С59 уже после получения желаемого тона CW сигала. Уровни SSB и CW сигналов указаны на схемах основных плат. За «правило» можно взять такое соотношение – амплитуда CW сигнала примерно одинакова с SSB сигналом при громком А вплотную в микрофон.



Основная плата.

Описание начнём с самой простой версии, которая доступна к повторению школьниками (изготовлено кружковцами несколько штук на детской коллективной радиостанции UR4FWZ) и найдёт применение в простом трансивере для дачи и автомобиля. Основные узлы обратимы и работают в обоих направлениях – как на приём, так и на передачу. Они неоднократно были проверены в трансиверах «Урал-84М», «Роса».

Чувствительность приёмника с такой основной платой, измеренной без включения УВЧ, не хуже 0,3-0,4мкВ, динамический диапазон при подаче двух сигналов с разносом 8Кгц не менее 93-95Дб. Забитие – не хуже 120Дб. Данные приёмника получены при применении в качестве первого гетеродина различных версий синтезаторов. Применялась методика измерений описанная Дроздовым В.В. в его книжке «Коротковолновый трансивер». Измерения проводились на диапазоне 20м.

Сигнал с платы полосовых фильтров (вход DPF), на которой установлен отключаемый широкополосный УВЧ с аттенюатором и первый каскад передатчика, поступает на трансформатор Т1. Трансформатор выполнен на ферритовом кольце К7-10, проницаемостью 600-1000. Соотношение витков подобрано под входное сопротивление 50Ом, обмотка I - 5 витков, II - 12 витков, если потребуется входное сопротивление 75 Ом, обмотка I должна иметь 6 витков, она наматывается между витками  II обмотки, которая равномерно распределена по всему сердечнику. Обмотка II выполнена двумя нескрученными проводами диаметром 0,15-0,22мм. На фото №1 обмотка I (6 витков) выполнена более толстым проводом для наглядности.

Смеситель выполнен на полевых транзисторах КП305Ж,Е (VT1, VT2). Это наиболее доступные транзисторы с минимальным сопротивлением перехода сток-исток в открытом состоянии. Применение более «крутых» КП905,907 при таком же уровне гетеродина не позволяет получить аналогичную чувствительность, сопротивление открытого канала этих транзисторов явно выше. Микросхема DD1 (возможны К500ТМ131,231) делит частоту синтезатора на 2 и выдает два противофазных сигнала, которые усиливаются транзисторами VT3,VT4 (на фото экран С1-104, сигналы на затворах КП305).


Эта схема оптимальна при применении синтезаторов (описание синтезаторов есть на сайте и будет дано позже) и ГПД от Р107М, когда частота гетеродина выше требуемой и требуется её деление. Т.е. частота гетеродина рассчитывается таким образом – диапазоны ниже 14МГц – Fget=2х(Fпч+Frx), диапазоны 14МГц и выше – Fget=2х(Frx-Fпч), где Fпч – это промежуточная частота трансивера, Frx – принимаемая частота, Fget – частота гетеродина. Таблица расчёта частоты гетеродина будет в описании синтезатора. В формате Excel она есть на сайте автора. При применении обычного ГПД, вместо триггера  (500ТМ131,231) нужно применить другой  логический элемент без деления частоты, который обеспечит два противофазных сигнала, например К500ЛМ109 - как это сделано в TRX RA3AO. Не забудьте только о смещении по постоянному току на входной ножке микросхемы с помощью резистивного делителя R13,R14 в противном случае на  выходе микросхемы  сигнала не будет. Можно применить другие серии - 531,1533,1544,74 и др. Желательно, чтобы предельная частота на которой может работать микросхема была хотя бы в два раза выше максимальной частоты ГПД. Иначе форма сформированного меандра будет отличаться на низшей и высшей частотах ГПД. Даже при
применении 500-й серии, у которой предельная частота достигает 200Мгц «правильный меандр» получается при входной частоте до 30-40Мгц. Смеситель такого типа неоднократно применялся в трансиверах как с синтезатором частоты, так и с обычными ГПД. По динамическому диапазону он  не уступает двойному балансному смесителю на диодах, но требует меньше моточных элементов. Следует отметить интересную особенность смесителя на полевых транзисторах в пассивном  режиме - эфир низкочастотных диапазонов выглядит менее «трескотливым», чем  при
применении диодного смесителя. Воспроизведение эфирной обстановки «более мягкое», если сравнить, например с «Уралом-84». Отличие, конечно, не столь заметное как этого, может быть, хотелось, но оно отмечено многими слушателями с музыкальным слухом. С трансформатора Т1 сигнал промежуточной частоты попадает на обратимый каскад VT6.


Подобрать оптимальную нагрузку смесителю можно изменением режима транзистора резистором  R15. Через VT6 протекает ток близкий к максимально возможному для этого типа транзисторов – поэтому не нужно «пугаться», что корпус транзистора будет горячий. С трансформатора Т4 усиленный сигнал поступает на кварцевый фильтр. Возможны несколько вариантов изготовления Т4. «Широкополосный» - на ферритовом кольце К7-10, проницаемостью 600-1000, в два провода без скрутки 7-10 витков, диаметр провода 0,15-0,22 мм, см. Фото№1. «Резонансный» - катушка диаметром 5-7мм с подстроечным сердечником из карбонильного железа (СЦР), 25-30 витков провода 0,22-0,31 мм виток к витку с отводом от середины и подключенным параллельно катушке "резонансным" конденсатором, катушку можно выполнить и в броневом сердечнике СБ9А. В «резонансном» варианте возможно достичь более тщательное  согласование с кварцевым фильтром, применив (вместо отвода) дополнительную обмотку связи, как это сделано в катушке L1. «Резонансный» вариант позволяет незначительно поднять чувствительность. Соотношение витков в такой катушке будет зависеть от нескольких параметров – режима VT6 и входного сопротивления применяемого кварцевого фильтра – поэтому более тщательно придётся подбирать все элементы. Согласование с кварцевым фильтром заводского изготовления можно обеспечить путем подбора шунтирующего резистора, который включаем между крайними выводами Т4 . Трансформатор Т4 используется с коэффициентом трансформации 4:1, поэтому ориентировочно номинал этого резистора Rф.х 4, где Rф – это сопротивление кварцевого фильтра. В «резонансной» нагрузке согласование – путем подбора соотношения L и С и изменением витков катушки связи. «Шунтирование» резистором трансформатора Т4 для точного согласования с кварцевым фильтром, вызывает уменьшение усиления каскада VT6, что сказывается на ухудшении чувствительности приемника. Наиболее оптимальный и простой вариант получается при применении самодельных кварцевых фильтров, когда не нужно подгонять режим каскада к какому-то определенному сопротивлению кварцевого фильтра ZQ, а дополнительно есть возможность подобрать элементы фильтра под настроенные на максимальные характеристики каскады на VT6,VT7.


Поэтому в рабочей конструкции основной платы шунтирующий трансформатор Т4 резистор не применяется, а в предварительно настроенном на стенде XTAL ZQ при установке в плату заново подбираются емкости по наименьшей неравномерности и затуханию в полосе пропускания. Обычно достаточно дополнительно подобрать крайние конденсаторы фильтра (на схеме они показаны как С*). В зависимости от применяемых кварцев часто вместо С* между Т4 и XTAL ZQ применяется простая перемычка. Выход фильтра нагружен на R18, который подбирается по наилучшим характеристикам, как фильтра, так и каскада на VT7. Нагрузка каскада на VT7 – резонансный контур L1,C16 для согласования с низкоомным входом детектора применена обмотка связи Lсв. Катушка L1 намотана на каркасе диаметром 5-7мм. 25-30 витков провода 0,22-0,31 мм. Катушка связи наматывается в середине L1, 5 витков провода 0,12-0,18 мм (см. фото катушки L). Цепочка С17,VD5,VD4,R27,C30 служит для регулировки усиления каскада. При подаче напряжения АРУ или с ручного регулятора, диоды открываются и конденсатор С17 шунтирует контур L1,C16. Такой вариант регулировки не изменяет режима каскада по постоянному току и не вносит искажений. Номинал резистора R27 определяет глубину регулировки. Если требуется получение более глубокой АРУ, точно такую же цепочку можно применить и в каскаде VT6. Но применять диодную цепочку в этом каскаде трансивера на низкочастотные диапазоны следует с осторожностью – диоды могут ухудшить динамический диапазон приёмника – будут детектировать мощные сигналы вещательных станций. Например, диапазон 40м с применением такой цепочки (при использовании антенны – полноразмерной 80м рамки) забит «вещательными» станциями, которых на самом деле не существует на этих частотах. В этом случае вместо диодов целесообразнее применить переход полевого транзистора КП305 – как это сделано в регуляторе выходной мощности (VT8), т.е. шунтирующий конденсатор подключается через переход сток-исток полевого транзистора, а не через диоды. С Lсв. отфильтрованный и усиленный сигнал поступает на детектор, собранный по «классической» схеме на диодах.


Для того чтобы поднять уровни и соответственно увеличить коэффициент передачи, включено по два диода последовательно в каждом плече. Диоды требуется предварительно подобрать хотя бы тестером с одинаковыми параметрами. Тип диодов значительной роли не играет, но замечено, что наилучшие параметры в этом узле дают диоды с максимальным сопротивлением (при измерении тестером в открытом состоянии диода), очень хорошо подходят КД503. Трансформаторы Т3,Т2 намотаны на ферритовых кольцах проницаемостью 600-1000, типоразмер К7-10. Намотка в три провода без скрутки, диаметром 0,15-0,22 мм, достаточно 7-10 витков, см. Фото №1. На Т2 подается напряжение с опорного кварцевого генератора Fор. Балансировка детектора достигается за счет предварительного подбора диодов, симметричной намотки трансформаторов и в случае надобности дополнительно подобранного конденсатора небольшой емкости, включенного экспериментально в одном из плеч детектора. Выход «УНЧ» подаётся на вход предварительного УНЧ – вход «DETECTOR», Рис.№2. Рассмотренные узлы работают на передачу в обратном направлении. Сигнал с микрофонного усилителя подается на вход «MIC» (выход «DETECTOR» Рис.№4) детектора, который в режиме передачи играет роль балансного модулятора. Сформированный DSB сигнал с трансформатора Т3 повышается по амплитуде на контуре L1 и через каскад VT7 поступает на кварцевый фильтр. С выхода кварцевого фильтра SSB сигнал трансформируется трансформатором Т4, дополнительно усиливается каскадом на VT6 и поступает на смеситель. Телеграфный сигнал формируется генератором на VT5 и через С19, служащий для подбора требуемой амплитуды, поступает на затвор VT7. Регулировка выходной мощности осуществляется цепочкой VT8,C21. При подаче на затвор VT8 положительного напряжения с движка переменного резистора, установленного на передней панели трансивера, переход сток-исток транзистора открывается и конденсатор С21 шунтирует цепь затвора VT7. Транзистор VT8 нужно выбрать с “правой” характеристикой, при нулевом напряжении на затворе переход сток-исток должен быть закрыт. "Полевики" VT1,VT2,VT8 можно выбрать обычным тестером, нужно измерить сопротивление сток-исток, предварительно соединив затвор с истоком.


Измерение проводится осторожно, ни в коем случае нельзя допускать прикосновение к не соединённому с другими выводами выводу затвора транзистора, т.к. защиты от статического электричества КП305 не имеют. Для смесителя подойдёт пара транзисторов с одинаковым сопротивлением переходов, но не ниже 700Ом. Для VT8 сопротивление перехода сток-исток не должно быть менее 100кОм.

Основная плата последней модификации.

Этот вариант платы вызрел после многочисленных повторений предыдущих 4-рёх версий. Назовём её «Основная плата №5», чтобы было меньше путаницы. Информация о предыдущих модификациях есть на сайте автора www.cqham.ru/ut2fw (это новый адрес сайта краснодарских радиолюбителей), приводилась ранее в радиолюбительских изданиях, поэтому не будем их здесь рассматривать.

Первый смеситель выполнен на DA1 – сборке полевых транзисторов КР590КН8. Сопротивление открытого канала этих транзисторов оказалось не хуже чем у КП305. На применение в качестве формирователя меандра микросхемы 74АС74 натолкнула перепечатка из “QST” в “Радио-дизайне” смесителя Н-типа с очень высокими параметрами. При использовании 74АС74 резко упрощается формирователь “меандра” сигнала гетеродина, да и сегодня проще приобрести американскую микросхему, нежели ее белорусский аналог К1554ТМ2 и тем более старые К500ТМ231. Главное преимущество серии 74 - это то, что с нее можно получить требуемый уровень противофазных сигналов без транзисторных усилителей, как это приходится делать в случае применения 500 серии (на фото экран С1-104, сигнал на выходе 74АС74). Амплитуду можно регулировать изменением питающего напряжения микросхемы стабилитроном VD21, ток через стабилитрон подобрать резистором R18. В первоисточнике (QST) микросхема запитывается напряжением 10В. Для любителей конструирования будут интересны некоторые исследования с различными типами микросхем. 74АС74 при напряжении питания 8,5В выдает меандр уровнем 4,6-4,8В в зависимости от рабочей частоты, при питании 6,8В - выходной уровень 3,6-3,8В, питание 5В - Uвых=2,6-2,8В.


Микросхема К1554ТМ2 при 5В - Uвых=2,1-2,2В, при 7В - Uвых=2,5-2,7В. Микросхема К1553ТМ2 при 5В - Uвых=1,2-1,3В. При применении 500ТМ131 с транзисторными усилителями, на затворах КП305 2,5-2,8В (Рис.№7). Все измерения произведены ламповыми вольтметрами ВК7-9;В7-26. 74АС74 по логике работы и расположению выводов полностью соответствует К1533ТМ2, К1554ТМ2. По непроверенным данным 74АСхх серия - это распространённая «ширпотребовская» (если таковая существует у фирм её выпускающих) серия с предельной рабочей частотой не хуже 100Мгц, отечественный её аналог 1554 серия (хотя сложно сейчас определить где же наше «отечество» и чьи это микрухи 1554 серии). Следует отметить что, «как обычно», отечественной промышленности скопировать полные характеристики не удалось.  Для качественной работы смесителя на КП305 или КР590КН8 требуется уровень гетеродина не менее 2,5-2,7В. Для этих целей подходит 1554 серия, но при повышенном хотя бы до 6,5-7В питании. От такого варианта пришлось отказаться, т.к. нет данных, насколько надежно микросхема будет работать при повышенном питающем напряжении. Уже при 6,2В корпус 1554ТМ2 начинает греться. 74АС74 «теплеет» когда напряжение повышается более 7В, опытным путем проверено - выдерживает питающее напряжение 12В в режиме длительной работы. С такой версией смесителя трансивер имеет чувствительность не хуже 0,3 мкВ (без УВЧ), «двухсигнальная избирательность» не менее - 95Дб, при подаче сигналов с разносом 8Кгц. Следует заметить, что все замеры параметров приемника проводились при широкой полосе кварцевого фильтра. По-видимому, описываемый смеситель (точнее использование К500КН8 в качестве смесителя) привлёк внимание не только повторяющих уже разработанные схемы радиолюбителей, но и экспериментирующих – не так давно мне начали задавать вопросы по поводу статей в журналах «Радиаматор» и «Радиолюбитель», в этих статьях сообщается о «характерных ошибках UT2FW в попытке применения ИМС 590КН8 в реверсивном пассивном балансном смесителе трансивера»…. J Что можно доложить на сей счёт? Во-первых – применение 590КН8 в смесителе – это далеко не «попытка», микросхема только автором с успехом используется уже в течение нескольких лет.


Во-вторых – снова радиолюбители ничего сами не «изобрели» - МС 590КН8 благополучно применяется в некоторых модификациях РПУ Р-399А и «Прыжок» в качестве первого смесителя, правда немного в ином включении. Главной моей «ошибкой» считается отсутствие специальных мер для запирания защитных стабилитронов, которые установлены в МС 590КН8 по затвору каждого из 4-ёх полевых транзисторов. Из-за этого якобы получаем пониженные динамические характеристики смесителя и повышенный уровень неподавленного напряжения гетеродина на портах смесителя. Что могу ответить по этим вопросам? Понятно, что не буду применять ту элементную базу и схемотехнику, которая для меня непонятна, не проверена или не имеет качественных параметров. С несоответствием заявленных изготовителем параметров мне пришлось впервые столкнуться в начале 90-ых годов, когда начал применять отечественные КП327 вместо КП350. У КП327 так же как и у полевиков сборки 590КН8 установлены защитные стабилитроны. Вместо заявленных заводом изготовителем 10-15В стабилитроны «пробивались» уже при 2-4В! Почему и не стал использовать КП327 в смесителе, а остановил свой выбор на КП305 (предварительно перепробовав практически все советские полевики с изолированным затвором от КП301 до КП911) у которых нет вообще никакой защиты затворов (по крайней мере, в справочной литературе на эти транзисторы нет ни слова о защите затворов стабилитронами). Хотя заманчиво бы было применить КП327 в смесителе, учитывая их невысокую цену и удобный для размещения на плате корпус. Способ запирания стабилитронов в 590КН8 описываемый в тех статьях не нов – он применяется в РПУ Р-399А (в его модификации с первым смесителем на 590КН8) и «Прыжок» (это инфо всё о том же, что не устаю повторять – вся радиолюбительская «схемотехника» - это в подавляющем большинстве случаев прилежно содранная профессиональная). Речь идёт о том, чтобы подложку (вывод №2 микросхемы) не соединять напрямую с корпусом, а через RС цепочку на которой будет появляться запирающее стабилитроны напряжения.


Конечно же, видел ту схемотехнику но применять не стал, т.к. в моей версии смесителя запирание стабилитронов происходит постоянным напряжением, которое поступает от 74АС74 – его вполне достаточно, чтобы они не открывались и не шунтировали ВЧ напряжение, поступающее с АС74. Эксперименты по дополнительному запиранию, когда подложка не замыкается непосредственно на корпус, а через дополнительную RC цепочку, не дают сколько ни будь ощутимых результатов – это неоднократно проверялось и мной и Геннадием UT2XS, который уже несколько лет применяет аналогичный смеситель в своём трансивере. Следует отметить, что нужно очень аккуратно подойти к выбору типа МС 74АС74. Фирмы предлагают различные модификации, которые не все подходят нашей задаче. Нужно применять только именно 74АС74 и желательно не «отечественного» производства. Например, мне попались микрухи на которых написано IN74AC74N и фирменный знак изготовителя буква И в прямоугольнике. По этому знаку более всего идёт на ум что скорее всего ПО «Интеграл» тоже производит 74 серию. Такая микруха качественно работает до частоты 10-15МГц, а выше падает амплитуда и меандр более похож на искажённую синусоиду. Это скорее всего «перебитая» 1544 серия. Конечно, серии 74НС74, или 74CD74 вообще не подходят для смесителя. Более гарантированно будет что микруха «настоящая» если надпись на её корпусе не нанесена краской, а как бы вытравлена или выдавлена и таким же способом нанесена информация о стране производителя. Обычно известные фирмы, производящие качественную продукцию не «скромничают» и помимо своего фирменного знака указывают и страну где произведён продукт. Хотя как правило, за такие комплектующие приходится платить намного дороже… L  

Со смесителя сигнал поступает на обратимый каскад VT1 через согласующий трансформатор TV4. Согласующий транс. применён из-за того, что каскад на КП903 имеет более низкое (около 12Ом) сопротивление нежели на КП302В. А КП903 применён по соображениям получения более высоких динамических характеристик платы.


И получается несоответствие требуемых параметров – коэффициент передачи  и динамические характеристики каскада на КП903 максимальны при максимальном токе через транзистор и при таком токе он уже шунтирует смеситель. TV4 включен в варианте трансформации сопротивлений 4:1. Конструкция TV4 аналогична трансформатору Т4 – см.Рис.№7 и транс. L3 выполнен таким же образом. Кварцевый фильтр разбит на два, к преимуществам



этого варианта можно отнести то, что появляется возможность варьировать количеством кварцев в фильтре. Если применить два четырёхкристальных фильтра – легче получить почти “идеальную” амплитудно-частотную характеристику, нежели согласовывать один восьмикристальный фильтр. Появляется возможность между фильтрами ввести ограничитель SSB сигнала, тем самым повысить эффективность работы передатчика. При применении четырёхкристальных фильтров степень ограничения не должна быть большой, т.к. в случае глубокого ограничения, селективности фильтров может не хватить для подавления внеполосных выбросов, возникающих при ограничении, а если еще и усилить такой сигнал например лампой ГУ81М - то соседи близкие (да и далекие тоже) будут явно не в восторге от вашего присутствия на диапазоне. На схеме показан вариант первого шестикристального фильтра с номиналами конденсаторов, которые чаще всего применяются при использовании современных кварцев на частоту 8,867МГц. Для сужения полосы пропускания можно подключать контактами реле дополнительные конденсаторы С16,С42. При подключении этих конденсаторов верхний скат фильтра сдвигается влево. Хотя автор не считает такой CW фильтр качественным – см. раздел «Выбор кварцевых фильтров», плата разведена с возможностью установки реле и введения такого сужения полосы пропускания. После первого кварцевого фильтра введен обратимый каскад на VT4. Цепочка С26,VD4,VD5,R3,С11 регулирует усиление каскада при приеме, а цепочка C50,VT5,VT24 при передаче. Показана версия применения полевого транзистора (VT5) с затвором на основе p-n перехода при регулировании выходной мощности передатчика.


Вместо VT5 можно установить цепочку из диодов, аналогичной применяемой при регулировке усиления приема, но при использовании диодов наблюдается дополнительное ограничение сигнала, получается так называемый “суховатый” сигнал SSB. Сопротивление открытого канала КП103 довольно высокое, поэтому глубина регулировки небольшая, на диодах пределы регулировки значительно больше. Для того чтобы обеспечить бОльшую глубину регулировки, можно включить параллельно несколько КП103 (VT24), либо перейти на версию, описанную выше с применением КМОП транзистора (КП305), не забыв изменить регулировочное напряжение "по затвору" на обратное. На VT3 выполнен усилитель-ограничитель SSB сигнала, резонансной нагрузкой которого является контур L11,С48. В качестве L11 применён обычный дроссель ДМ-0,1. Индуктивность дросселя и номинал С48 будут зависеть от выбранной промчастоты. Коэффициент усиления - соответственно степень ограничения регулируется резистором R15. В случае надобности можно регулировку степени ограничения вывести на переднюю панель трансивера. Для этого применён VT25, сопротивление перехода сток-исток изменяется при подаче регулирующего напряжения на его затвор. Регулирующее напряжение “Speec10-0V” подаётся с движка переменного резистора, установленного на передней панели трансивера. Т.е. имеем две цепи, которые меняют степень ограничения – изменяя усиление каскада на VT3 резистором R15 и сопротивлением перехода VT25. «Базовую» степень ограничения сигнала можно выставить резистором R24  и типом применённых VD23,VD24. Резистором R24 подбираем порог ограничения и амплитуду SSB сигнала на входе кварцевого фильтра (измеряем ВЧ сигнал на R16) в пределах 0,8-1,0Вэфф. (максимальный сигнал при громком «А» в микрофон). С L10 (конструкция аналогична L3) принимаемый сигнал поступает на второй кварцевый фильтр. Согласование кварцевых фильтров с каскадами достигается подбором конденсаторов C10,C44,C30,C31 и резисторов R16,R8. Номиналы конденсаторов ориентировочные, точное значение будет зависеть от типов применяемых кварцев, их частоты и полосы пропускания фильтров.


С применением VT3 в некоторых экземплярах плат каскад на VT4 давал повышенный уровень шума. Это связано с тем, что ёмкости С43 – переход VT3 не хватало для качественного блокирования затвора VT4. Для этой цели пришлось применить контакты реле К7:1, которые соединяют с корпусом вывод С50 в режиме приёма надёжно блокирующий затвор VT4. В зависимости от типа применённых VT4,VT3 и их режимов часто надобность в реле К7 не возникает. Второй кварцевый фильтр выполнен на 4-х кварцах. Введёна возможность плавной регулировки полосы пропускания этого фильтра. Для этой цели установлены три варикапа VC1-VC3. Типы варикапов зависят тоже от применяемых кварцев. Если применяются кварцы для фильтров у которых для получения полосы пропускания более 2кГц ёмкости конденсаторов не превышают 47-68пф то варикапы следует применить на меньшие максимальные ёмкости. Или подобрать меньшие ёмкости С37,С38,С39. На схеме показаны номиналы конденсаторов для фильтров у которых ёмкости С21,С22,С23 обычно 100-130пф при полосе пропускания фильтра 2,4-3кГц. Полоса пропускания регулируется подачей напряжения на вывод “VBT 0-12V” с движка переменного резистора установленного на переднюю панель трансивера. Через диод VD19 поступает напряжение +13V ТХ и полоса пропускания фильтра в режиме передачи расширяется до максимальной. Каскады на VT2,VT26 аналогичны каскаду на VT7 – см. Рис.№7. В предыдущей версии платы №4 каскад на VT26 не использовался. Здесь же каскад на VT26 введён для получения более глубокой АРУ. В итоге имеем 4 цепочки АРУ с возможностью индивидуальной настройки каждой и бОльшим усилением в тракте ПЧ, что даёт возможность уменьшить требования предъявляемые к первому каскаду УНЧ. Для более быстрой “победы” при балансировке детектора, введен балансировочный резистор R18. Чем выше номинал этого резистора, тем большие пределы регулировки достигаются, соответственно больший разброс могут иметь диоды и “тяп-ляп” можно намотать трансформаторы, но и большее затухание может вноситься в работу детектора.


Очень редко на радиорынках можно встретить подстроечные резисторы номиналом 33-68 Ом, которые имеет смысл здесь использовать, ни в коем случае резистор не должен быть проволочным (СП5). К особенностям настройки этой версии основной платы следует отнести то, что в ней (при бестолковой настройке) очень легко получить «итальяноподобный» SSB сигнал. Уже поступали отзывы от повторивших или слышавших работу неправильно настроенной этой платы о «перекачанности» сигнала. Т.е. – снова возвращаюсь всё к той же «избитой» теме – не настраивайте аппаратуру по максимальным отклонениям стрелок вправо своих «спидометров». Мощу нужно получать при помощи линейных усилителей мощности, на которые следует подавать качественно сформированные сигналы, а не в микрофонных усилителях, модуляторах или  усилителях-ограничителях SSB сигнала. Ни в коем случае не нужно превышать уровни ВЧ сигналов указанные на схеме. Замеры напряжений SSB проведены при громком «А» в микрофон, CW сигнал должен быть около 0,5В на выводе №4 трансформатора ТV1. Окончательный подбор элементов цепочек АРУ следует проводить уже в работающем трансивере. Автор работает в основном SSB и поэтому все свои конструкции настраивает в этом режиме. Наиболее оптимальные характеристики АРУ получаются при применении германиевых VD4,VD8,VD42.

 Ниже привожу таблицу измерений параметров нескольких приёмников, недавно произведённых прибором, любезно предоставленным Юрием UR4EF, которым он проводил замеры, сведённые в Таблице №1. Специально измерения проведены этим прибором и по аналогичной методике, дабы получить сопоставимые результаты измерений в обеих таблицах.

 Некоторые комментарии к таблице:  1.TS870S – трансивер не новый, но в отличном состоянии, привезён из Германии, произведена перепроверка состояния приборами. Характеристики практически не «расползлись» от времени. Введены все доработки, которые удалось найти на него в инете. Немного специально занизил ему чувствительность, т.к. в исходном варианте было столько накручено, что не хватало градаций АТТ, чтобы можно было спокойно прослушивать низкочастотные диапазоны.


Хотя и 0,38мкв – «завышенная» на мой взгляд чувствительность – на 40м и ниже минимальное чутьё не должно быть лучше 0,5мкв. По крайней мере, шума в моей деревне достаточно, что такие выводы приходят на ум – АТТ постоянно включен на –6-12Дб даже при чувствительности 0,38мкв. 2.UT2IV трансивер Виктор делал сам, немного помог ему с настройкой. Это 1:1 «Портативный ТRХ» с основной платой №3. На этой плате установлены два четырёхкристальных фильтра. Трансивер проверен в различных тестах и соревнованиях. Брали его на велопробег по Украине на пару с IC735 – показал сравнимые результаты и в некоторых случаях был более предпочтителен. 3.Остальные ТRХ собраны по описанной выше схемотехнике. Малая «вилка» цифр между блокировкой и «интермодом» на мой взгляд связана с малым разносом между частотами помехи и полезного сигнала – 7,012Мгц и 7,034Мгц. Когда уровни помехи приближаются к вольту – тут уже не только параметры приёмника, но и шумовые параметры самой помехи при небольшой отстройке от полезного сигнала влияют на цифры измерений! Но вся методика измерений сохранена та, что и предлагает Юрий UR4EF, чтобы получить сопоставимые с его таблицей измерения. Только этим могу объяснить тот факт, что цифра «интермода» ТRХ UT2IV превышает цифру блокировки – частота, на которой возникает интермодуляционная помеха, отстоит на 44Кгц от самой близкой помехи, а при измерении блокировки помеха отстоит на 22Кгц. Соответственно и шумы сигнала помехи при измерении интермодуляции в два раза дальше от принимаемой частоты и менее маскируют достоверность измерения. Варианты TRX: А – основная плата, схема Рис.№7, кварцевый фильтр шестикристальный из старого типа кварцев в Б1; В – основная плата, схема Рис.№8, без каскада на VT26, оба кварцевые фильтры четырёхкристальные из кварцев в корпусе Б1; С – основная плата, схема такая же как и в варианте В, только первый кварцевый фильтр шестикристальный, кварцы малогабаритные современные. В варианте «В» был «вытянут нюх» всеми возможными мерами – к чему это привело можно видеть по цифрам измерений.



Позывной аппарат

Чувст витель ность мкв

Блоки ровка Дб

Интер модуляция Дб

Полоса при разных уровнях в Кгц 

6Дб

9бал

9+20Дб

9+40Дб

9+60Дб

9+80Дб

UT2FW            TS-870S 

безУВЧ с УВЧ

0,38   0,12

110 

103   93

2,7

3,08 

3,5

6,82 

21,17

  37,2

UT2IV  Портативный ТRХ основная №3

безУВЧ с УВЧ

0,38   0,31

104

107 

2,8

3,6

4,0

5,7

20,4

124,1

UT2FW Портативный ТRХ «А» основная №2 

безУВЧ с УВЧ

0,27   0,21

107

100

2,7

3,4 

4,1

4,9

11,4

107,6 

UT2FW Портативный ТRХ «В» основная №3

безУВЧ с УВЧ

0,38   0,28

107

100

2,9

3,8

4,3

5,0

9,7

59

UT2FW Портативный ТRХ «С» основная №3 

безУВЧ  с УВЧ

0,71   0,66

112

110

2,7

3,6

4,1

4,6

6,3

30,5



Содержание    Вперед